本文將對一些參數(shù)進行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS(零電壓轉(zhuǎn)換) 拓撲中的開關(guān)損耗，并對電路和器件特性相關(guān)的三個主要功率開關(guān)損耗—導通損耗、傳導損耗和關(guān)斷損耗進行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復特性是決定MOSFET 或 IGBT導通開關(guān)損耗的主要因素，討論二極管恢復性能對于硬開關(guān)拓撲的影響。

導通損耗

   除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾出現(xiàn)。

   這種延遲引起了類飽和效應，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復相關(guān)的硬開關(guān)導通能耗，可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測量Eon。脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第2個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復的Eon損耗。

   在硬開關(guān)導通的情況下，柵極驅(qū)動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開關(guān)損耗。對于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復特性在Eon (導通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有很小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。軟化度，即tb/ta比率，對開關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖有相當?shù)挠绊?。某些高速二極管在時間tb內(nèi)，從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾(EMI)，并可能在二極管上導致過高的反向電壓。

   在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓撲中，與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管，當對應的開關(guān)管導通時二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此，對于硬開關(guān)MOSFET應用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。

   一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配，具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅(qū)動IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復超快二極管，可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。

   除了選擇正確的二極管外，設(shè)計人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動導通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅(qū)動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因為較高的di/dt會導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動阻抗以滿足導通di/dt 的需求，可能需要進行電路內(nèi)部測試與驗證，然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值。

   假定在導通時，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25℃的那條曲線，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅(qū)動阻抗

   把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅(qū)動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計算出導通柵極驅(qū)動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應。

   同樣的，IGBT也可以進行類似的柵極驅(qū)動導通阻抗計算，VGE(avg) 和GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅(qū)動阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉(zhuǎn)換到IGBT，必須對柵極驅(qū)動電路進行調(diào)節(jié)。

傳導損耗需謹慎

   在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明差的情況下的工作結(jié)溫下進行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結(jié)溫下傳導損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后，MOSFET的傳導損耗更大。

   在選用功率開關(guān)器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出選擇時起著作用。